集成運放的內(nèi)部是一個多級放大器。其對數(shù)幅頻特性如圖1所示中的曲線①(實線)。對數(shù)幅頻特性曲線在零分貝以上的轉(zhuǎn)折點稱為極點。圖中，稱P1 P2點為極點。極點對應(yīng)的頻率稱為轉(zhuǎn)折頻率，如fp1,fp2,第一個極點，即頻率最低的極點稱為主極點。
在極點處，輸出信號比輸入信號相位滯后45°，幅頻特性曲線按-20dB/10倍頻程斜率變化，每十倍頻程輸出信號比輸入信號相位滯后90。極點越多，越容易自激，即越不穩(wěn)定。為使集成運放工作穩(wěn)定，需進(jìn)行相位(頻率)補(bǔ)償。
按補(bǔ)償原理分滯后補(bǔ)償、超前補(bǔ)償及滯后一超前補(bǔ)償?shù)取?/div>
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滯后補(bǔ)償:凡是使相移增大的補(bǔ)償即被稱為滯后補(bǔ)償。滯后補(bǔ)償使主極點頻率降低，即放大器頻帶變窄。如補(bǔ)償后只有一個極點，則被稱為單極點，如圖2.21(a)所示中的曲線②。
超前補(bǔ)償:凡是使相移減小的補(bǔ)償即被稱為超前補(bǔ)償，超前補(bǔ)償使幅頻特性曲線出現(xiàn)零點,即放大器頻帶變寬。在零點處輸出信號比輸入信號相位超前45°，幅頻特性曲線按+20dB/10倍頻程斜率變化。
補(bǔ)償辦法是將零點與補(bǔ)償前的一個極點重合，如圖2.21(a)中的P2點，補(bǔ)償后的幅頻特性曲線如圖2.21(a)所示中的曲線③，補(bǔ)償后頻帶展寬。
1.輸入端的滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(外部滯后補(bǔ)償)
在集成運放的兩輸入端之問并一串聯(lián)的電阻(RB)、電容(CB)的網(wǎng)絡(luò)被稱為輸入端的滯后補(bǔ)償。這種補(bǔ)償使通頻帶變窄，適用于對頻帶要求不高的電路。這種方法也有助于提高集成運放的上升速率。
RB，CB的估算方法(I)
在放大器增益給定的條件下暫時短接CB，在集成運放兩輸入端之間并聯(lián)RB，RB的值由大到小的改變，直至放大器進(jìn)入臨界穩(wěn)定狀態(tài)。這時可用示波器看到近似正弦波。并用示波器水平(時間)軸測出振蕩周期，換算出振蕩頻率fo實際是放大器的放大倍數(shù)等于1時的頻率。
補(bǔ)償電容CB的值可按下式估算，即
CB》1/(RB*f)
2. 反饋端超前補(bǔ)償
將補(bǔ)償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上。其補(bǔ)償原理如圖2.21（a）所示的曲線③。這種補(bǔ)償叮以展寬高頻帶寬，電路圖如圖2.2.13所示。
(1)抵消第二個極點的補(bǔ)償
(2)削弱輸入分布電容影響的補(bǔ)償
將補(bǔ)償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上，使輸入信號在高頻時能直接耦合到輸出端，削弱輸入分布電容的影響，改善電路的高頻特性，電路圖如圖2.2.14所示。
補(bǔ)償條件為
RF*CB = Rr*Cr
式中，r為輸入端分布電容。
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