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恒壓/恒流輸出式單片開關電源可簡稱為恒壓/恒流源。其特點是具有兩個控制環路,一個是電壓控制環,另一個為電流控制環。當輸出電流較小時,電壓控制環起作用,具有穩壓特性,它相當于恒壓源;當輸出電流接近或達到額定值時,通過電流控制環使IO維持恒定,它又變成恒流源。這種電源特別適用于電池充電器和特種電機驅動器。下面介紹一種低成本恒壓/恒流輸出式開關電源,其電流控制環是由晶體管構成的,電路簡單,成本低,易于制作。

1.恒壓/恒流輸出式開關電源的工作原理

7.5V、1A恒壓/恒流輸出式開關電源的電路如圖1所示。它采用一片TOP200Y型開關電源(IC1),配PC817A型線性光耦合器(IC2)。85V～256V交流輸入電壓u經過EMI濾波器L2、C6)、整流橋(BR)和輸入濾波電容(C1),得到大約為82V～375V的直流高壓UI,再通過初級繞組接TOP200Y的漏極。由VDZ1和VD1構成的漏極箝位保護電路,將高頻變壓器漏感形成的尖峰電壓限定在安全范圍之內。VDZ1采用BZY97C200型瞬態電壓抑制器,其箝位電壓UB=200V。VD1選用UF4005型超快恢復二極管。次級電壓經過VD2、C2整流濾波后,再通過L1、C3濾波,獲得＋7.5V輸出。VD2采用3A/70V的肖特基二極管。反饋繞組的輸出電壓經過VD3、C4整流濾波后,得到反饋電壓UFB=26V,給光敏三極管提供偏壓。C5為旁路電容,兼作頻率補償電容并決定自動重啟頻率。R2為反饋繞組的假負載,空載時能限制反饋電壓UFB不致升高。

該電源有兩個控制環路。電壓控制環是由1N5234B型62V穩壓管(VDZ2)和光耦合器PC817A(IC2)構成的。其作用是當輸出電流較小時令開關電源工作在恒壓輸出模式,此時VDZ2上有電流通過,輸出電壓由VDZ2的穩壓值(UZ2)和光耦中LED的正向壓降(UF)所確定。電流控制環則由晶體管VT1和VT2、電流檢測電阻R3、光耦IC2、電阻R4～R7、電容C8構成。其中,R3專用于檢測輸出電流值。VT1采用2N4401型NPN硅管,國產代用型號為3DK4C;VT2則選2N4403型PNP硅管,可用國產3DK9C代換。R6、R5分別用于設定VT1、VT2的集電極電流值IC1、IC2。R5還決定電流控制環的直流增益。C8為頻率補償電容,防止環路產生自激振蕩。在剛通電或自動重新啟動時,瞬態峰值電壓可使VT1導通,利用R7對其發射結電流進行限制;R4的作用是將VT1的導通電流經VT2旁路掉,使之不通過R1。電流控制環的啟動過程如下：隨著IO的增大,當IO接近于1A時,UR3↑→VT1導通→UR6↑→VT2導通,由VT2的集電極給光耦提供電流,迫使UO↓。由UO降低,VDZ2不能被反向擊穿,其上也不再有電流通過,因此電壓控制環開路,開關電源就自動轉入恒流模式。C7為安全電容,能濾除由初、次級耦合電容產生的共模干擾。

該電源既可工作在7.5V穩壓輸出狀態,又能在1A的受控電流下工作。當環境溫度范圍是0℃～50℃時,恒流輸出的準確度約為±8％。

該電源的輸出電壓－輸出電流(U0－I0)特性如圖2所示。由圖可見,它具有以下顯著特點：

（1）當u=85VAC或265VAC時,特性曲線變化很小,這表明輸出特性基本不受交流輸入電壓變化的影響;

（2）當IO<0.90A時處于恒壓區,IO≈0.98A時位于恒流區,且UO隨著IO的略微增加而迅速降低;

（3）當UO≤2V時,VT1和VT2已無法給光耦繼續提供足夠的工作電流,此時電流控制環不起作用,但初級電流仍受TOP200Y的最大極限電流ILIMIT(max)的限制。這時,UR6↑,通過VT1和VT2使光耦工作電流迅速減小,強迫TOP200Y進入自動重新啟動狀態。這表明,一旦電流控制環失控,立即從恒流模式轉入自動重啟狀態,將IO拉下來,對芯片起保護作用。

2.恒壓/恒流輸出式開關電源的電路設計

電壓及電流控制環的單元電路如圖3所示。

2.1 電壓控制環的設計

恒壓源的輸出電壓由下式確定：

UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1(1)

式中,UZ2=6.2V,UF=1.2(典型值),需要確定的只是R1上的壓降UR1。令R1上的電流為IR1,VT2的集電極電流為IC2,光耦輸入電流(即LED工作電流)為IF,顯然IR1=IC2=IF,并且它們隨u、IO和光耦的電流傳輸比CTR值而變化。TOP200Y的控制端電流IC變化范圍是2.5mA(對應于最大占空比Dmax)～6.5mA(對應于最小占空比Dmin),現取中間值IC=4.5mA。因IC是從光敏三極管的發射極流入控制端的,故有關系式

IR1=Ic/CTR    (2)

在IC和CTR值確定之后,很容易求出IR1。單片開關電源須采用線性光耦合器,要求CTR=80％～160％,可取中間值120％。將IC=4.5mA,CTR=120％代入式(2)得出,IR1=3.75mA。令R1=39Ω時,UR1=0.146V。最后代入式(1)計算出

UO=UZ2＋UF＋UR1=6.2V＋1.2V＋0.146V

=7.546V≈7.5V

2.2 電流控制環的設計

電流控制環由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和PC817A等構成。下面需最終算出恒定輸出電流IOH的期望值。圖3中,R7為VT1的基極偏置電阻,因基極電流很小,而R3上的電流很大,故可認為VT1的發射結壓降UBEI全部降落在R3上。則

IOH=UBE1/R3    (3)

利用下面二式可以估算出VT1、VT2的發射結壓降：

UBE1=(kT/q)·In(Ic1/Is)    (4)

UBE2=(kTq)·In(Ic2/Is)    (5)

式中,k為波爾茲曼常數,T為環境溫度(用熱力學溫度表示),q是電子電量。當TA=25℃時,T=298K,kT/q=0.0262V。IC1、IC1分別為VT1、VT2的集電極電流。IS為晶體管的反向飽和電流,對于小功率管,IS=4×10－14A。

因為前已求出IR1=IF=IC2=3.75mA,所以UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)

=0.0262In(3.75mA/4×10 -14A)

=0.662V

又因IE2≈IC2,故UR5=IC2R5=3.75mA×100Ω=0.375V,由此推導出UR6=UR5＋UBE2=0.375V＋0662=1.037V。取R6=220Ω時,IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值來估算UBE1,進而確定電流檢測電阻R3的阻值：

UBE1=0.0262In(4.71mA/4×10 -14A)=0.668

R3=IBE1/IOH=0.668V/1.0A=0.668Ω

與之最接近的標稱阻值為0.68Ω。代入式(3)可求得

IOH=0.668V/0.68Ω=0.982

考慮到VT1的發射結電壓UBE1的溫度系數αT≈－21mV/℃,當環境溫度升高25℃時,IOH值降為

I＇OH=UBE1-‖αT‖·T/R3

=0.668V-(2.1mV/℃)×25℃/0.68Ω=0.905A

恒流準確度為

γ=(I＇OH-IOH/IOH)·100%

=(0.905-0.982/0.982）·100%=-7.8%≈-8%

與設計指標相吻合。

3.反饋電源的設計

反饋電源的設計主要包括兩項內容：

（１）在恒流模式下計算反饋繞組的匝數NB。之所以按恒流模式計算NB值,是因為此時UO和UFB都迅速降低(UO=UOmin=2V),只有UFB足夠高時,才能確保恒流源正常工作。

（２）在恒壓模式下計算出反饋電壓額定值UFB。此時UO=7.5V,UFB也將達到最大值,由此求得UFB值,能為選擇光耦合器的耐壓值提供依據。

反饋電壓UFB由下式確定：

UFB=(Uo+UF2+IoR3)·NB/Ns-UF3    (6)

式中,UF2和UF3分別為VD2、VD3的正向導通壓降。NS為次級匝數。從式（6）可解出

NB=(UFB+UF3/Uo+UF2+IoR3)·Ns    (7)

在恒流模式下當負載加重(即負載電阻減小)時,UO和UFB會自動降低,以維持恒流輸出。為使開關電源從恒流模式轉換到自動重啟狀態時仍能給TOP200Y提供合適的偏壓,要求UFB至少比恒流模式下控制電壓的最大值UCmax高出3V。這里假定UCmax=6V,故取UFB=9V。將UFB=9V、UO=UCmin=2V、UF2=06V、UF3=1V、IO=IOH=0.982A、R3=0.68Ω、NS=12匝一并代入式(7),計算出NB=36.7匝≈37匝（取整）。

在恒壓模式下,UO=7.5V,最大輸出電流IO=0.95A,再代入式(6)求得,UFB=26V,此即反饋電壓的額定值。選擇光耦合器時,光敏三極管的反向擊穿電壓必須大于此值,即U(BR)CEO>26V。常用線性光耦的U(BR)CEO=30V～90V。計算光敏三極管反向工作電壓UIC2的公式為

UIC2=UFB－UCmin    (8)

式中,UCmin為控制端電壓的最小值(5.5V)。不難算出,UIC2=20.5V。這里采用PC817A型光耦合器,其U(BR)CEO=35V>20.5V,完全能滿足要求。但在設計高壓電池充電器時,必須選擇耐高壓的光耦合器。
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